Raqamli fazaviy detektorlar - Fizika - Kurs ishlari

Dokument ma'lumotlari

Narxi	15500UZS
Hajmi	139.1KB
Xaridlar	0
Yuklab olingan sana	21 Sentyabr 2024
Kengaytma	docx
Bo'lim	Kurs ishlari
Fan	Fizika

Sotuvchi

Diyorbek Kholdarov

Ro'yxatga olish sanasi 20 Sentyabr 2024

0 Sotish

Raqamli fazaviy detektorlar

Sotib olish

KURS ISHI
Mavzu: Raqamli fazaviy detektorlar

Reja:
1. Raqamli faza detektori
2. Fazalarni taqqoslash
3. Fazali qulflangan halqa davrlari
4. Chastotani ko'paytiruvchilar
5. PLL asosidagi chastota detektori
6. Namuna oluvchi xatolar

Raqamli faza detektori
Chastota va faza detektori sxemalari analog texnologiyada keng qo'llaniladi.
Biroq, aksariyat hollarda bunday sxemalar transformatorlardan foydalanadi, bu esa
bunday sxemalarni ommaviy ishlab chiqarish uchun noqulay qiladi, shuning uchun
raqamli chiplar yordamida yechim topishga harakat qilish mantiqan.
analog multiplikator asosida qurilgan faza detektorlari eng yaxshi
xususiyatlarga ega . Keling, kirish signali faqat ikkita qiymatni qabul qilishi
mumkin bo'lgan multiplikator uchun haqiqat jadvalini yarataylik - bitta va minus.
Bunday darajalardan foydalanish multiplikator kirishidagi signalni signalning
belgisi sifatida talqin qilish imkonini beradi.
1-jadval Belgini ko'paytiruvchi haqiqat jadvali
X1 X2 Y
−1 −1 1
−1 1 −1
1 −1 −1
1 1 1
Agar biz endi “−1” belgisini “0” deb belgilasak, natijada olingan haqiqat
jadvali “eksklyuziv OR” mantiqiy elementining teskari haqiqat jadvaliga to‘g‘ri
kelishini ko‘ramiz. Taqqoslash uchun 2-jadvalda eksklyuziv OR mantiqiy
eshikning haqiqat jadvali ko'rsatilgan.
2-jadval "eksklyuziv OR" elementining haqiqat jadvali
X1 X2 Y
0 0 0
0 1 1
1 0 1
1 1 0

Bizning holatlarimizda chiqish signalining inversiyasi asosiy ahamiyatga ega
emas. Bu shuni anglatadiki, XOR elementi faza detektori sifatida yaxshi ishlatilishi
mumkin. Raqamli fazali detektorning diagrammasi 1-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 1. Raqamli fazali detektor sxemasi
Keling, eksklyuziv OR sxemasi asosida qurilgan faza detektorining kirishiga
keladigan signallarning uchta variantini ko'rib chiqaylik. Birinchi versiyada faza
detektorining kirishlaridagi signallar to'liq fazada . "Eksklyuziv OR" mantiqiy
elementining kirish va chiqishidagi signallarning vaqt diagrammalari 2-rasmda
ko'rsatilgan.
Sxema 2. Umumiy rejim vaqt diagrammalari
Ushbu signallarni tahlil qilib , biz "eksklyuziv OR" mantiqiy elementida
qurilgan faza detektorining kirishlarida umumiy rejimdagi kuchlanishlar bilan
chiqishda nol kuchlanish mavjud degan xulosaga kelishimiz mumkin.
Endi faza detektorining kirishlariga bir-biriga nisbatan 15 ° ga siljigan
signallarni qo'llaymiz. "Eksklyuziv OR" mantiqiy elementining kirish va
chiqishidagi signallarning vaqt diagrammalari 3-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 3. Fazada 15 ° ga siljigan signallarning vaqt diagrammalari
Bunday holda, "eksklyuziv OR" mantiqiy elementining chiqishida kirish
signallarining chastotasiga teng chastotali impulslar paydo bo'ladi. Yaratilgan

impulslarning davomiyligi kirish signallarining fazaviy siljishiga proportsionaldir.
Agar biz ushbu signalni birlashtirsak, kirish signallari orasidagi faza almashinuviga
mos keladigan kuchlanishni olishimiz mumkin.
Faza detektorining kirishlariga bir-biriga nisbatan 165 ° ga siljigan signallarni
qo'llaymiz. "Eksklyuziv OR" mantiqiy elementining kirish va chiqishidagi
signallarning vaqt diagrammalari 4-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 4. 165 ° ga siljigan signallar fazasining vaqt diagrammasi
Kutilganidek, faza detektorining chiqishidagi signalning ish aylanishi o'zgardi.
Endi RC pallasining chiqishidagi kuchlanish besleme kuchlanishiga yaqin. Siz
kuchlanishni detektorning kirish qismidagi faza siljishiga bog'liq holda
chizishingiz mumkin. U 4-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 5. Faza detektorining chiqishidagi kuchlanishning kirish tebranishlarining
faza siljishiga bog'liqligi
Ushbu bog'liqlikni tahlil qilib , biz "eksklyuziv OR" mantiqiy elementi asosida
qurilgan faza detektori mukammal transformatsion chiziqlilikka ega va analog faza
detektorini to'liq almashtirishi mumkin degan xulosaga kelishimiz mumkin.

Fazalarni taqqoslash
Fazali qulflangan pastadirda ishlaganda, faza xatosi sintezatorning noto'g'ri
sozlanishiga olib kelishi mumkin. Bu faza detektorining fundamental ishlashi bilan
bog'liq - u VCO ni sozlash uchun ishlatiladigan kuchlanishni ishlab chiqaradi.
VCO ni ma'lum chastotada ushlab turish uchun mos yozuvlar to'lqin Sxemai va
VCO tomonidan ishlab chiqarilgan sozlangan to'lqin Sxemai o'rtasida doimiy faza
almashinuvi talab qilinadi. Bunga qo'shimcha ravishda, katta chastota farqi bilan
biz doimiy xato kuchlanishini olmaymiz, lekin VCO ni avtomatik sozlash uchun
ishlatib bo'lmaydigan o'zgaruvchan kuchlanish. Ushbu kamchilikni fazalarni
taqqoslash sxemasi yordamida yo'q qilish mumkin.
Faza komparatori fazaga mutanosib bo'lmagan, lekin faza belgisiga mos
keladigan kuchlanishni yaratishga imkon beradi, ya'ni uning chiqishi uchta
kuchlanish qiymatiga ega bo'lishi mumkin: fazaning kechikishi, fazaning avanslari
va kirish tebranishlarining aniq fazaviy mosligi.
Fazalarni taqqoslash sxemasini amalga oshirish variantlaridan biri 1-rasmda
ko'rsatilgan.
Sxema 1. Faza komparatorining sxematik diagrammasi
D flip-flop ishlatiladi . Malumot va sozlangan tebranishlar ushbu flip-
floplarning soat kirishlariga beriladi. Bunday holda, triggerlarga yagona qiymatlar
yoziladi. Ikkala triggerga bitta qiymat yozilsa, triggerlar nolga qaytariladi.
Natijada, mos yozuvlar tebranish fazasi kengaytirilganda, D1.1 triggerining
chiqishida impulslar hosil bo'ladi, sozlangan tebranish fazasi kengaytirilganda,
D1.2 triggerining chiqishida impulslar paydo bo'ladi. Agar mos yozuvlar va

sozlangan tebranishlarning fazalari bir xil bo'lsa, ikkala triggerning chiqishidagi
impulslar shunchalik qisqa bo'ladiki, ularni e'tiborsiz qoldirish mumkin.
D1.1 triggerining chiqishlaridan impulslar zaryadlovchi kondansatkich C1
kalitiga, D1.2 tetikining chiqishidan impulslar zaryadsizlantiruvchi kondansatör C1
kalitiga beriladi . Natijada, C1 kondansatkichidagi kuchlanish o'zgarishi faqat mos
yozuvlar va sozlangan tebranishlarning fazalari to'liq mos keladigan bo'lsa sodir
bo'lmaydi.
Yo'naltiruvchi tebranish fazasi rivojlanganda fazalar komparatorining
triggerlarining kirish va chiqishlarida signallarning vaqt diagrammalari 2-rasmda
ko'rsatilgan.
A)
b)
V)
Sxema 2. Faza komparatoriga kiritilgan triggerlarning kirish va chiqishlarida
signallarning vaqt diagrammasi.
a – etalon tebranish fazada sozlanganidan oldinda – sozlangan tebranish fazada
mos yozuvdan oldinda – tebranishlar fazada

Odatda, VCO ning bir qismi bo'lgan varikaplarni boshqarish uchun kuchlanish
talab qilinadi, raqamli mikrosxemalar uchun yuqori kuchlanish kuchlanishlari
(taxminan 12 ... 15V). Bunday hollarda fazalar komparatorining chiqishida
kuchaytirgich talab qilinadi, uning sxemasi 1-rasmda ko'rsatilgan. Ba'zi hollarda,
3-rasmda ko'rsatilgan diagrammada ko'rsatilganidek, diodli kalitlardan
foydalansangiz, bunday kuchaytirgichsiz qilishingiz mumkin.
Sxema 3. Diodli kalitlarga ega faza komparatorining sxematik diagrammasi
3-rasmda ko'rsatilgan fazalarni taqqoslash pallasida C1 sig'imning zaryadi R5
qarshiligi orqali amalga oshiriladi va bu sig'imning zaryadsizlanishi R4 rezistori va
to'liq ochiq tranzistor VT1 orqali amalga oshiriladi.

Fazali qulflangan halqa davrlari
Fazali avtomatik chastota nazoratining (PLL) blok-sxemasiga kiritilgan asosiy
bloklarni ko'rib chiqaylik. PLL ning blok diagrammasi 1-rasmda ko'rsatilgan.
1-rasm Fazali qulflangan halqa sxemasining blok diagrammasi
Ushbu blok diagrammasi ishlab chiqarilgan tebranishning xato signalini ishlab
chiqaradigan faza detektorini (PD) o'z ichiga oladi. Chiqish tebranishi kuchlanish
bilan boshqariladigan osilator (VCO) tomonidan ishlab chiqariladi. Yo'naltiruvchi
osilator (RO) ushbu sxemada mos yozuvlar tebranishini hosil qiladi. Fazali
qulflangan pastadir zanjiridagi yana bir ajralmas bo'g'in past o'tkazuvchan filtr
(LPF) bo'lib, u butun zanjirning o'z-o'zidan qo'zg'alishidan saqlaydi.
Fazali qulflangan pastadir zanjirida ishlatiladigan elementlarga qarab, u analog
(analog fazali detektor davrlarini ishlatganda), raqamli (faza detektori sifatida
mantiqiy davrlardan foydalanganda) va to'liq raqamli (raqamli rejimda past
chastotali filtrni amalga oshirishda) bo'lishi mumkin. Sxema).
1-rasmda ko'rsatilgan sxemaning ishlashi natijasida biz ideal holda mos
yozuvlar osilatorining tebranishi bilan bir xil tebranishlarni olishimiz mumkin.
Ammo nima uchun bizga butun sxema kerak? Axir, signalni mos yozuvlar
osilatorining chiqishidan oddiygina olish mumkin edi.
Fazali qulflangan pastadir sxemasidan foydalanganda hal qilinishi mumkin
bo'lgan birinchi muammo - bu chastotali modulyatsiyalangan signalni aniqlashni
amalga oshirish. Agar siz fazali qulflangan pastadir zanjirining bir qismi bo'lgan
past o'tkazuvchan filtrning chiqishidan kuchlanishni olib tashlasangiz, u holda
uning darajasi mos yozuvlar osilator chastotasining nominal qiymatdan og'ishiga
mutanosib bo'ladi.
Biroq, biz berilgan chastotalar to'plamini yaratish uchun PLL dan
foydalanmoqchi edik. Ya'ni, kuchlanish bilan boshqariladigan generatorning

chastotasini qanday o'zgartirishni o'rganishimiz kerak . Buning uchun 2-rasmda
ko'rsatilganidek, qayta aloqa pallasida chastota bo'luvchini kiritamiz. Ushbu
ajratgichning chiqishidagi signal chastotasi kirish qiymatiga nisbatan marta
bo'linish koeffitsientiga kamayadi. Ammo fazali qulflangan pastadir davri faza
detektorining kirishidagi chastota qiymatlarini bir-biriga teng darajada ushlab
turadi. Bu shuni anglatadiki, avtomatik sozlash sxemasi ta'sirida VCO chiqishidagi
chastota mos yozuvlar tebranish chastotasiga nisbatan bir necha marta ko'payishi
kerak.
Sxema 2. Raqamli chastota sintezatorining blok diagrammasi
2-rasmda ko'rsatilgan blok-sxemada o'zgaruvchan bo'linish nisbati (VPKD)
bo'lgan ajratgich ishlatiladi. DPKD ajratgichning N bo'linish koeffitsientini
o'zgartirib , siz generatorning chiqish chastotasini sozlashingiz mumkin.
Oldingi boblardan bilganimizdek, raqamli chastota bo'luvchining bo'linish
koeffitsienti bir necha mingga yetishi mumkin . Etarlicha past chastotali fopni
tanlab , siz sozlanishi chastota generatoriga qo'yiladigan talablarni qondiradigan
sintezatorni sozlash bosqichini olishingiz mumkin. PLL pallasida sintezatorning
sozlash bosqichi mos yozuvlar osilatorining chastotasiga teng.
Odatda radio sxemalarida osilatorni sozlashning kichik bosqichi talab qilinadi.
Ushbu qadamning o'lchami yuzlab gerts yoki o'ta og'ir hollarda kilogerts birliklari.
Natijada, yangi muammo paydo bo'ladi. Bunday chastotani yaratish uchun biz
kvarts osilatoridan foydalana olmaymiz, chunki hajmi va narxi bo'yicha maqbul
bo'lgan kvarts rezonatorlari faqat 1 dan 30 MGts gacha bo'lgan chastota
diapazonida ishlashi mumkin.
Biroq, faza detektorining kirishlarida past taqqoslash chastotasini olish uchun,
12.4-rasmda ko'rsatilgan sxemada bo'lgani kabi, mos yozuvlar osilatorining

chiqishiga doimiy bo'linish nisbati bo'lgan boshqa raqamli chastota bo'luvchi
o'rnatilishi mumkin. Ushbu sxemada biz fsr , mos yozuvlar chastotasi fp va chiqish
tebranishlari f qiymatlarini juda keng diapazonda tanlashimiz mumkin.
Sxema 3. Kichik chastotali sozlash bosqichiga ega raqamli chastota sintezatorining
blok diagrammasi
Misol tariqasida, 146 dan 174 MGts gacha bo'lgan chastotalarni ishlab
chiqaradigan sintezatorning blok-sxemasiga kiritilgan bloklarga qo'yiladigan
talablarni aniqlaylik. Sxema 6,4 MGts chastotali mos yozuvlar generatoridan
foydalansin. Bunday yuqori barqaror generatorlar ko'plab kompaniyalar tomonidan
tayyor modullar sifatida taklif etiladi, masalan, C-MAC-dan 6,4 MGts CFPT-9006-
FC-1B moduli.
Berilgan chastota diapazonida chastotani sozlash bosqichi radiokanallarning
chastota oralig'i bilan belgilanadi. Hozirgi vaqtda ushbu chastota diapazonida
CCIR 12,5 kHz radiokanal o'tkazish qobiliyatiga ega uskunalarni qurishni tavsiya
qiladi. Bizning chastota sintezatorimiz aynan shu chastotani sozlash bosqichiga ega
bo'lsin. Keyin faza detektorining kirishidagi taqqoslash chastotasi ham ushbu
qiymatga mos kelishi kerak. Bu yerdan doimiy PD bo'luvchining bo'linish
koeffitsientini aniqlashingiz mumkin:
Endi DPKD bo'linish koeffitsientlarining maksimal va minimal qiymatlarini
aniqlaymiz:

Olingan barcha bo'linish koeffitsientlari biz oldingi boblarda ko'rib chiqqan
chastota ajratuvchi sxemalardan biri (raqamli hisoblagichlar) tomonidan osongina
amalga oshirilishi mumkin. Endi siz sintezatorning elektron diagrammasini ishlab
chiqishni boshlashingiz mumkin. Oldingi boblarda muhokama qilinmagan yagona
blok chastota xatosini aniqlash bloki edi. Keling, ushbu blokni batafsil ko'rib
chiqaylik.
Chastotani ko'paytiruvchilar
Chastotani ko'paytirish uchun fazali qulflangan pastadirlar ko'pincha
ishlatiladi. Ilgari bu maqsadda harmonik generator davrlari ishlatilgan , keyin esa
tor diapazonli filtr bilan mos keladigan harmonikani tanlash.
Fazali qulflangan pastadir sxemasi bu maqsad uchun ancha mos keladi. Ushbu
sxemada qayta aloqa zanjirida bo'linish koeffitsientini o'zgartirish orqali
sxemaning ko'paytirish koeffitsientini o'zgartirish nisbatan oson. Chastotani
ko'paytirish raqamli yoki to'liq raqamli fazali qulflangan pastadir sxemasidan
foydalanadi.
Chastotani ko'paytiruvchilar endi keng tarqalgan bo'lib katta integral
mikrosxemalarning ichki takt tezligini oshirish uchun ishlatiladi. Ushbu chiplarda
raqamli fazali qulflangan pastadir sxemasi analog soat multiplikatori deb ataladi va
to'liq raqamli PLL sxemasi raqamli chastota multiplikatori deb ataladi.
Raqamli mikrosxemalarning soat chastotasini oshirish uchun ko'pincha to'liq
raqamli chastotani ko'paytiruvchi sxema qo'llaniladi va aralash sxemalar yoki
raqamli signalni qayta ishlash uchun mo'ljallangan sxemalar uchun analog chastota
ko'paytirgichidan foydalanish afzalroqdir. Bu chiqish signalining spektral tozaligi
bilan bog'liq. Analog sxema yanada barqaror tebranishlarni ta'minlaydi, lekin ish
rejimiga erishish uchun sekinroq.
Analog soat ko'paytirgichining sxemasiga misol 1-rasmda ko'rsatilgan.

Sxema 1. Analog chastotali multiplikatorning sxematik diagrammasi.
Ushbu sxemada D4 va D6 mantiqiy elementlarida kvarts chastotasi
stabilizatsiyasiga ega mos yozuvlar osilatori amalga oshiriladi. Voltaj bilan
boshqariladigan generator D1 va D3 elementlarida amalga oshiriladi. Bu RC
osilator ekanligini hisobga olsak, u juda katta chastotali sozlash diapazoniga ega.
Boshqarish elementi sifatida dala effektli tranzistor VT1 ishlatiladi. U bir necha
ming ichida kanal qarshiligini o'zgartirishi mumkin. (VCO chastotasi bir xil
miqdorda o'rnatiladi.) Fazalarni taqqoslash D7, D8 va D10 chiplarida amalga
oshiriladi. Fazali qulflangan pastadir pallasining ushlash diapazoni C4
kondansatkichlarida o'rnatilgan past o'tkazuvchan filtr tomonidan aniqlanadi.
Ushbu chastota multiplikatori soat chastotasini sozlashning faqat o'n olti
bosqichiga imkon beradi. Ko'paytirish koeffitsientini aniqlaydigan kod D2 smenali
registrida yig'ilgan soddalashtirilgan ketma-ket port orqali kiritiladi . Kodga qarab,
chiqish chastotasi 16 marta o'zgaradi.
Murakkab chastotali multiplikator sxemalarida mos yozuvlar osilatori va
fazalar komparatori o'rtasida ajratgichlar kiritiladi. Bu fraksiyonel chastotani
ko'paytirish omillarini amalga oshirish imkonini beradi.

PLL asosidagi chastota detektori
Kechikish elementlari asosida qurilgan chastota detektorlari odatda keng
aniqlash o'tkazish qobiliyatini amalga oshiradi. Biroq, haqiqiy radio tizimlarda
ishlatiladigan chastotali modulyatsiyalangan tebranishlar odatda tor tarmoqli
hisoblanadi. Shuning uchun chastotali modulyatsiyalangan radio signallarni qabul
qilish uchun ko'pincha fazali qulflangan pastadir sxemasi asosida qurilgan chastota
detektorlari qo'llaniladi.
Chastotani aniqlash pallasida faza komparatori ishlatilmaydi. Fazali detektor
sxemasi bu erda yaxshiroq mos keladi , chunki uning chiqish signali qabul qilingan
tebranish fazasiga mutanosibdir. Fazali qulflangan halqa sxemasi asosida qurilgan
chastota detektori sxemasiga misol 1-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 1. Fazali qulflangan halqa sxemasi asosida qurilgan chastota detektori
sxemasiga misol.
raqamli faza detektori asosida amalga oshiriladi . Yuqorida aytib
o'tganimizdek, faza detektorining funktsiyalari eksklyuziv OR mantiqiy elementi
tomonidan bajarilishi mumkin. Voltaj bilan boshqariladigan generator D1 va D2
invertorlarida yig'iladi va uning chastotasi tranzistor VT1 tomonidan o'rnatiladi.
Kirish signalining chastotasi o'zgarganda, fazali qulflangan pastadir davri VCO
ni bir xil chastotaga moslashtirishga majbur bo'ladi. Bunday holda, VT1
tranzistorining eshigidagi kuchlanish tabiiy ravishda o'zgaradi. Ya'ni, bu nuqtadagi
kuchlanish kirish signali chastotasining nominal qiymatidan og'ishiga to'g'ri keladi,
ya'ni butun sxema chastotali modulyatsiyalangan signalni aniqlaydi.

Yuqoridagi sxemada aniqlangan signalning tarmoqli kengligi kuchlanish bilan
boshqariladigan generatorning sozlash xarakteristikasining nishabiga va D3
mantiqiy elementida qilingan faza detektorining daromadiga bog'liq bo'ladi.
Analog signalni vaqt kvantlashi
Shubhasiz, vaqt oralig'ida analog signalning namunalari qanchalik ko'p olinsa
(tanlangan namuna olish chastotasi qanchalik baland bo'lsa), bu signalning raqamli
ko'rinishi shunchalik aniq bo'ladi. Vaqt birligidagi namunalar sonini kamaytirish
(namuna olish tezligini kamaytirish) chegaraga erishish mumkin, bunda
raqamlashtirilgan signal shunchalik buziladiki, uni asl Sxemaiga qaytarish mumkin
bo'lmaydi.
Boshqacha qilib aytganda, Kotelnikov teoremasiga muvofiq, analog signalning
namuna olish chastotasi foydali signalning tarmoqli kengligidan kamida ikki marta
bo'lishi talab qilinadi, aks holda analog signalning dastlabki Sxemai haqidagi
ma'lumotlar yo'qoladi. Agar siz o'zgartirilgan analog signalning chastota
diapazonidan ikki baravar kam (va ko'pgina amaliy qurilmalarda unga teng
bo'lgan) namuna olish chastotasini tanlasangiz, aliasing deb nomlanuvchi effekt
yuzaga keladi .
Odatda, analog sxemani tahlil qilish sinus to'lqinli signal yordamida amalga
oshiriladi. O'rganilayotgan blokda sodir bo'ladigan hodisalarning jismoniy
ma'nosini tushunishni osonlashtiradi. Namuna oluvchi analog qurilma bo'lgani
uchun biz ham ushbu usuldan foydalanamiz. Spektrni taqlid qilishning jismoniy
ma'nosini tushunish uchun sinusoidal signalni tanlashda paydo bo'ladigan
effektlarni ko'rib chiqing. Biz ushbu effektlarni o'rganilayotgan signalning vaqt va
chastota ko'rinishlarida tahlil qilamiz.
Spektrni o'zgartirish (spektral o'rash) ta'sirini ko'rsatadigan misol sifatida 2-
rasmda ideal namuna oluvchi tomonidan o'z vaqtida olingan sinusoidal signalning
vaqt diagrammasi ko'rsatilgan .

Sxema 2. Kirish signali spektrlarini aldashga olib keladigan vaqt
sohasidagi stroboskopik effektning ta'siri.
Ushbu rasmda ko'rsatilgan misolda f
d namuna olish chastotasi analog kirish signalining
chastotasidan faqat bir oz yuqori bo'lishi uchun tanlangan f
b . Ya'ni, biz Kotelnikov
teoremasini buzdik! E'tibor bering, namuna olish natijasida biz chastotasi namuna
olish chastotalari va asl signal f
d – f
a o'rtasidagi farqga teng bo'lgan signal namunalarini oldik . Ya'ni, biz
haqiqiy signalning past chastotali tasvirini kuzatmoqdamiz. Ushbu ta'sir
texnologiyada stroboskopik effekt sifatida tanilgan.
3-rasmda bir xil holatning chastotasi ko'rsatilgan. Bu rasm ideal namuna
oluvchining chiqishida
f d – fa chastotali past chastotali komponent emas , balki
f d + fa ,
2 × f d
– f a
, 2×f
d + f
a ham paydo bo‘lishini aniq ko‘rsatib turibdi.
va boshqalar d.
fa chastotali bitta sinusoidal signalning gating impulsning takrorlanish tezligi f
d bo'lgan ideal namuna oluvchi tomonidan tanlanishini ko'rib chiqing . f
d > 2f
a bo'lsin .
Namuna oluvchining chiqishidagi chastota spektrida asl signal bilan
modulyatsiyalangan namuna olish chastotasi f
d harmoniklari paydo bo'ladi , buning natijasida
kirish signalining tasvirlari |± Kf
d ± f
a | ga teng chastotalarda paydo bo'ladi, Bu
erda K = 1, 2, 3, 4, .. Bu holat 3-rasmda ko'rsatilgan ideal namuna oluvchining
chiqishidan olingan signal spektrida aniq ko'rinadi .

Sxema 3. Namuna olingan analog signalning spektri
Kotelnikovga ko'ra signal diapazoni to'g'ridan-to'g'ri oqimdan f
d / 2 gacha
bo'lgan spektr sifatida aniqlanadi. Namuna oluvchining kirish qismidagi chastota
spektri cheksiz sonli zonalarga bo'linadi. Har bir zonaning chastota diapazoni 0,5f
d
ni tashkil qiladi . Amalda, ideal namuna oluvchi signalning barcha yuqori chastotali
namunalarini 0 dan f
d /2 chastota diapazoniga o'tkazadi va ularni birinchi
Kotelnikov chastota zonasida mavjud bo'lgan signalga qo'yadi.
Endi foydali signalning chastotasi birinchi Kotelnikov zonasidan tashqariga
chiqadigan holatni ko'rib chiqing. Namuna olish chastotasidan biroz pastroq signal
chastotasi uchun vaqt diagrammasi 2-rasmda ko'rsatilgan. Bu holat 3-rasmda ham
ko'rsatilishi mumkin, ammo bu safar ikkinchi Kotelnikov zonasidagi signal kirish
signali sifatida ko'rib chiqilishi kerak va birinchi zonadagi signal komponenti
namuna olish jarayonidan keyin paydo bo'ladi.
E'tibor bering , signal birinchi Nyquist zonasidan tashqarida bo'lishiga qaramay
, uning f
d - f
transformatsiya mahsuloti ushbu zona ichiga tushadi. 3-rasmga qaytadigan
bo'lsak, aniq bo'ladiki, agar chastota
fa ning har qanday tasvirida interferentsiya

qiluvchi signal paydo bo'lsa
, u darhol fa chastotasiga o'tadi va shu bilan birinchi
Kotelnikov zonasida aralashuvchi chastota komponentining paydo bo'lishiga olib
keladi.
Bu jarayon analog mikserning ishlashiga o'xshaydi. Bu shuni anglatadiki,
signalni tanlash moslamasidan oldin chastotalari birinchi Kotelnikov zonasining
diapazonidan tashqarida bo'lgan va namuna olishdan keyin uning chegaralariga
to'g'ri keladigan ushbu signalning tarkibiy qismlarini bostirish uchun analog
filtrlash talab qilinadi. Namuna oluvchi kirishdagi analog filtrning chastotaga javob
talablari diapazondan tashqari signal chastotasi f
d /2 ga qanchalik yaqin bo'lishiga,
shuningdek, bostirishning talab qilinadigan miqdoriga bog'liq bo'ladi. Bu
masalalarni keyinroq taxallusni yo‘q qilishga mo‘ljallangan filtrlar bobida ko‘rib
chiqamiz.
Namuna oluvchi xatolar
Hozirgacha vaqtni kvantlash delta impulslari (nol davomiylikdagi impulslar)
orqali amalga oshiriladi, deb taxmin qilingan. Biroq, bu matematik mavhumlikdir.
Odatda, analog-raqamli qurilmaning kirishidagi signal bu signalni raqamli
qiymatga aylantirish uchun etarli bo'lgan vaqt davomida kondansatörda saqlanadi.
Bunday qurilmani amalga oshirish uchun siz 1-rasmda ko'rsatilgan diagrammadan
foydalanishingiz mumkin.
1-rasm Namuna va ushlab turish moslamasining sxematik diagrammasi
Bunday sxema odatda namuna olish va ushlab turish qurilmasi (SHD) deb
ataladi. 1-rasmda ko'rsatilgan sxemada saqlash kondensatorining qisqa zaryadlash
vaqti DA1 bufer kuchaytirgichining past chiqish qarshiligi bilan ta'minlanadi.
Uzoq saqlash muddati DA2 bufer kuchaytirgichining yuqori kirish empedansi
bilan ta'minlanadi. Agar ushbu shartlar bajarilsa, saqlash vaqtining saqlash

hajmining zaryadlash vaqtiga nisbati shaxsiy va ochiq kalit K1 qarshiliklari nisbati
bilan aniqlanadi.
Saqlash xatosi
Keling, shuni ta'kidlaymizki, kondansatör, raqamli qurilmalardan farqli o'laroq,
o'z plitalaridagi kuchlanishni yo'qotmasdan saqlay olmaydi. O'tkazish vaqtining
oxiriga kelib, undagi kuchlanish pasayadi (kondensator zaryadsizlanadi). Raqamga
o'tkazish xatosiz amalga oshirilishi uchun kondansatördagi kuchlanishning bu
pasayishi analog-raqamli konvertorning eng muhim raqamining yarmidan
oshmasligi kerak.
UVH saqlash xatosining qiymati RC zanjirining vaqt konstantasi bilan
aniqlanadi. Bunday holda, uning qarshiligi R DA2 bufer kuchaytirgichining kirish
qarshiligining parallel ulanishi, shaxsiy kalitning qarshiligi va kondansatörning o'zi
va bosilgan elektron plataning parazit qochqin oqimlarining ekvivalent qarshiligi
bilan aniqlanadi.
Odatda, ular bu qarshilikni iloji boricha kattaroq qilishga harakat qilishganligi
sababli, kondansatkichning tushirish vaqti doimiyligi asosan saqlash sig'imining
tanlangan qiymatiga bog'liq bo'ladi. Saqlash kondensatorining zaryadsizlanish
vaqti konstantasining qaysi qiymatiga intilish kerak?
Bu analog-raqamli konvertorning xususiyatlariga bog'liq. Uning bit chuqurligi
qanchalik katta bo'lsa, namuna olish va saqlash qurilmasi xatosi shunchalik kichik
bo'lishi kerak. Odatda ular bu xatoni keyingi analog-raqamli konvertorning eng
kam muhim raqamining yarmigacha kamaytirishga harakat qilishadi.
Namuna va ushlab turish moslamasining saqlash sig'imi zaryadsizlanishi
natijasida yuzaga keladigan xato quyidagi formula bilan aniqlanishi mumkin:
Keyin uch bitli ADC uchun xato d = 0,5 × ( 1/2 3
) = 0,0625 qiymatidan
oshmasligi kerak. Bu qiymatga thr
= (1/16 )× t saqlash vaqti qiymati bilan erishish
mumkin . Ya'ni, t = RC qiymati ADC konvertatsiya qilish vaqtidan o'n olti marta
katta bo'lishi kerak t
ADC !

Sakkiz bitli ADC uchun RC zanjiri vaqtining doimiy talablari yanada
qattiqroq. Bu erda saqlash xatosi d = 0,5 ×( 1/2 8 ) = 0,00195
qiymatidan oshmasligi
kerak . Ushbu ADC uchun t qiymati
ADC konvertatsiya qilish vaqtidan kamida 512 marta bo'lishi
kerak t .
Namuna olish xatosi
Shunday qilib, saqlash xatosini kamaytirish uchun saqlash kondensatorining
qiymatini oshirish kerak. Shu bilan birga, kondansatör quvvatini oshirish uning
zaryadlash vaqtining oshishiga olib keladi, bu esa namuna olish xatosining
oshishini anglatadi!
Namuna va ushlab turish qurilmasining kaliti saqlash kondensatorini kirish
signali bilan zaryad qilish uchun etarli vaqt davomida ochilishi kerak. Analog-
raqamli konvertorning kirish qismidagi kondansatör parazit bo'lsa ham (parallel
ADC lardan foydalanilganda) bu jarayonni hisobga olish kerak.
Analog signalning namuna olish xatolarini tahlil qilish uchun biz 1-rasmda
ko'rsatilgan namuna olish va ushlab turish qurilmasining sxematik diagrammasidan
foydalanamiz.
C1 kondensatorining zaryadlash oqimi pallasida kamida ikkita element mavjud
- bufer kuchaytirgichining chiqish qarshiligi va ochiq kalitning qarshiligi va
saqlash kondansatkichining o'zi. Bunday sxema odatda integratsiya deb ataladi.
Bunday sxemaning vaqtinchalik reaktsiyasi 2-rasmda ko'rsatilgan.

Kalit ochilganda namuna oluvchi chiqishidagi kuchlanishning oshishi
Aynan shu xususiyat ADC kirishidagi kuchlanishni kerakli aniqlik bilan
o'rnatish uchun etarli bo'lgan namunani saqlash qurilmasi kalitining ochilish
vaqtini belgilaydi. Bunday holda, ushbu konvertorning eng kam muhim
raqamining yarmidan kam bo'lgan xatolikni ta'minlash kerak . Kondensatordagi
kuchlanishni o'rnatishning tanlangan aniqligi etarli bo'lishi kerak, shuning uchun
namuna oluvchining vaqt ichida amplituda buzilishi analog-raqamli konvertorning
xatosidan kamroq bo'lishi kerak ( darajali kvantizator ). Namuna va ushlab turish
qurilmasining bunday ishlash tartibi kuzatuv rejimi deb ataladi.
Ma'lumki, chiziqli qurilmaning chastotali javobini uning impulsli javobida
bajarilgan Furye transformatsiyasining matematik operatsiyasi yordamida olish
mumkin.
Namuna olish va saqlash moslamasining impulsli javobiga ushbu operatsiya
natijasida olingan amplituda-chastota javobi 3-rasmda ko'rsatilgan.

Sxema 3. Namuna oluvchining chastotali javobi
Ma'lum bo'lishicha, ko'rib chiqilayotgan qurilmaning chiqishida namuna
olingan signalning tasvirlarini endi cheksiz chastotaga tarqaladigan deb hisoblash
mumkin emas. Bundan tashqari! Namuna olish va saqlash qurilmasi birinchi
Kotelnikov zonasining chastota diapazonidagi signalga ta'sir qila boshlaydi.
signalning yuqori chastotali tasvirining ta'sirini aniqlash uchun uning
amplitudasini namuna va ushlab turish moslamasining amplituda-chastota javobiga
ko'paytirish kerak. Namuna va ushlab turish qurilmasining parametrlari noto'g'ri
tanlangan bo'lsa, ushbu qurilma bizni qiziqtirgan chastota diapazonidagi signalni
buzishi mumkin. Shuning uchun zamonaviy mikrosxemalarda namuna olish va
saqlash moslamasi to'g'ridan-to'g'ri analog-raqamli konvertorga kiritilgan. ADC
ning xarakteristikalari butun qurilma uchun bir butun sifatida berilgan.
Yuqori chastotalarda namuna olish va saqlash moslamasining impuls (va
shuning uchun amplituda-chastota) javobiga raqamli signalni qayta ishlash
moslamasining dizayn elementlari ta'sir qila boshlaydi. Bunday elementlarga misol
sifatida ulash o'tkazgichlarining induktivligi va sig'imi, bosilgan elektron plataning
topraklama yuzalarining induktivligi va kuchaytirgichlarning kirish va chiqish
sig'imlarining ta'siri kiradi.

Ushbu barcha elementlarning ta'siri natijasida namuna olish va ushlab turish
moslamasining vaqtinchalik reaktsiyasi ilgari muhokama qilinganidan ko'ra
murakkabroq bo'ladi. Shunga ko'ra, analog signalni namuna olish moslamasining
chastotali javobi ham o'zgaradi. Namuna olish va saqlash moslamasining kalitini
ochish uchun bunday sxemaning impulsli javobiga misol 4-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 4. Kalit ochilganda namuna olish va ushlab turish moslamasining
chiqishidagi kuchlanishning ko'tarilishi
Ushbu impuls javobiga mos keladigan amplituda-chastota xarakteristikasi 5-
rasmda ko'rsatilgan.

Sxema 5. 4-rasmda ko'rsatilgan impuls javobiga mos keladigan chastotali javob
Shuni ta'kidlash kerakki, yuqoridagi misolda parazit elementlar past chastotali
filtrni hosil qildi, ya'ni ular analog-raqamli konvertorning ishlashiga yordam
beradi.
Odatda bunday bo'lmaydi. Parazit elementlar ish chastotasi diapazonida
amplituda-chastota javobida keskin pasayishlarni keltirib chiqaradi va ish
chastotasi diapazonining ma'lum chastotalarida guruh kechikish vaqtining keskin
oshishiga yoki dastlabki signalning fazaviy xarakteristikasining buzilishiga olib
kelishi mumkin.
Bunga yo'l qo'ymaslik uchun chip ishlab chiqaruvchilari odatda analog-raqamli
konvertor chipi uchun DATASHEET bilan birga bosilgan elektron plataning
namunasini taqdim etadilar. Bunday holda, parazit taxta elementlari ko'pincha
analog filtrga kiritiladi.
Namuna olish va ushlab turish moslamasining chastotali xususiyatlariga
qo'shimcha ravishda, analog-raqamga o'tkazishning aniqligi namuna olish
pulsining vaqtinchalik holatining aniqligi bilan sezilarli darajada ta'sir qiladi.

Haqiqiy sxemalarda analog signalni namuna olish uchun cheklangan ko'tarilish
vaqtlari bo'lgan signal generatorlari ishlatiladi. Signal qirralarining vaqtinchalik
holati strobe signal generatorlarining barqarorligiga va mantiqiy davrlarning
ishlash chegarasiga bog'liq. Bundan tashqari, namuna olish pulsining qirralarining
vaqtinchalik holati raqamli kontaktlarning zanglashiga olib keladigan quvvat
relslaridagi shovqin darajasiga va uning topraklanmasıga bog'liq.
Kuzatuv rejimida ishlaydigan namuna olish va ushlab turish qurilmalarida
analog signal o'qiladigan vaqt pozitsiyasi eshik pulsining tushishi bilan
belgilanadi . Kalitning ochilish vaqti, avvalroq muhokama qilinganidek,
sxemaning parazit elementlarining vaqt konstantasiga bog'liq.
Biroq, biz bilamizki, vaqt holatiga qarab, namuna olish va ushlab turish
qurilmasining kirishidagi signal darajasi o'zgaradi. Natijada, yuqorida sanab
o'tilgan barcha shovqinlar analog-raqamli konvertorning kvantlash shovqiniga
qo'shiladi. Ba'zi hollarda, bu qo'shimcha shovqinlarning darajasi kvantlash shovqin
darajasidan sezilarli darajada oshib ketishi mumkin.
Shuning uchun namuna olish signali generatorlari analog qabul qiluvchilarning
mahalliy osilatörleri yoki radio vericilarning ogohlantiruvchi qurilmalari bilan bir
xil qat'iy talablarga bo'ysunadi .
Muqobil ish rejimi sifatida namuna olish va ushlab turish qurilmalari
integratsiya rejimidan foydalanadi. Ushbu ish rejimida namuna olish sxemasining
vaqtinchalik javobining boshlang'ich qismi ishlatiladi. Ushbu bo'limda kirishga
doimiy kuchlanish qo'llanilganda, chiqish kuchlanishi deyarli chiziqli ravishda
ortadi, ya'ni kirish signali birlashtiriladi. Bunday holda, strob impulsi tugagandan
so'ng saqlash kondansatkichidagi kuchlanish kirish signalining energiyasiga,
shuningdek strobe pulsining davomiyligi va Sxemaiga mutanosib bo'ladi.
Namuna olish va saqlash moslamasi integratsiya rejimida ishlayotganda
sinusoidal kirish signalining vaqt diagrammasiga misol 6-rasmda ko'rsatilgan.

Sxema 6. Nolga teng bo'lmagan davomiylikdagi impulslar bilan analog signalni
ulash
Ushbu rasmda darvoza pulsining kengligi soyali maydon sifatida ko'rsatilgan.
Kirish signalining o'tish momentini aniqlash uchun eng aniq impuls 200 mks vaqt
belgisiga to'g'ri keladi. Agar foydali signalning nol darajasidan yuqori va pastdagi
soyali joylarini solishtirsak, ular teng ekanligini ko'rishimiz mumkin. Bu hududlar
faqat belgi bilan farqlanadi. Tahlil qilingan signal namunasining soyali joylarini
birlashtirish natijasida biz nol qiymatga ega bo'lamiz. Bu shuni anglatadiki,
integratsiya rejimida kirish signalining o'tish momenti eshik pulsining o'rtasiga
to'g'ri keladi , chunki Ayni paytda kirish signalining qiymati nolga teng.
6-rasmda ko'rsatilgan vaqt diagrammasi to'rtburchaklar namuna olish
impulslaridan foydalanadi, lekin biz bilamizki, ko'p hollarda bunday impulslarni
amalda olish mumkin emas.
UVH integratsiya rejimida ishlayotganida, strob signalining pulsining
davomiyligi va Sxemai oddiygina doimiy sifatida hisobga olinishi mumkin.
Buning sababi, namuna olish impulslari vaqtga bog'liq bo'lmagan doimiy Sxema
va davomiylikka ega, shuning uchun berilgan impulsning integrali doimiy bo'ladi.

Integratsiya rejimida biz saqlash kondansatörü zaryadining o'tish
xarakteristikasining boshlang'ich qismini qo'llashimiz haqiqatdir, integratsiya
oralig'ining oxirida kondansatördagi kuchlanish kuzatuv rejimidagi kuchlanishdan
kamroq bo'ladi. Kondensatordagi kuchlanishning pasayishi ADC kirishidagi
qo'shimcha kuchaytirgich bilan qoplanishi mumkin.
Namuna olish va saqlash moslamasining shunga o'xshash diagrammasi 7-
rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 7. Integratsiyalash rejimida ishlaydigan namunali va ushlab turuvchi
qurilmaning sxematik diagrammasi.
Ushbu sxemada saqlash kondensatoridagi kuchlanishning pasayishini
qoplaydigan bufer kuchaytirgichining daromadi R2 va R3 rezistorlarining nisbati
bilan o'rnatiladi. Integratsiya sxemasining vaqt konstantasi R1 qarshiligi bilan
aniqlanadi. Ushbu rezistordan foydalanish elektron kalit parametrlarining namuna
olish va saqlash moslamasining namuna olish aniqligiga ta'sirini sezilarli darajada
kamaytirishi mumkin.
strob pulsining oldingi va orqa qirralarining ta'sirini o'rtacha hisoblash bo'lib ,
bu asl signalni konvertatsiya qilishda katta aniqlikka olib keladi.
UVH ning integratsiyalashgan ish rejimining yana bir afzalligi shundaki, bu ish
rejimida integratsiya vaqti konstantasi ortishi bilan namuna olish xatosi kamayadi.
Natijada, namuna olish xatosini kamaytirish uchun ham, saqlash xatosini
kamaytirish uchun ham saqlash kondensatorining qiymatini oshirish kerak.
Saqlash sig'imining maksimal qiymati faqat kondansatkichning dizayn
xususiyatlari bilan cheklanadi. Bu erda nazarda tutilgan narsa shundaki, xotira

maqsadlari uchun kondansatkichlar faqat juda kichik qochqin oqimlari bilan
ishlatilishi mumkin va bunday kondansatörler nominal qiymati 10 nF dan ortiq
bo'lmagan holda ishlab chiqariladi .
Endi integratsiya rejimida ishlaydigan namuna va ushlab turish qurilmasining
chastotali xususiyatlarini baholaymiz. Buning uchun, avvalgi holatda bo'lgani kabi,
biz qurilmaning impulsli javobidan foydalanamiz. Bu safar namuna olish va ushlab
turish qurilmasining impulsli javobi darvoza pulsining Sxemai bilan aniqlanadi .
Agar biz qurilmaning parazit elementlarining ta'sirini e'tiborsiz qoldirsak (va
bu namuna olish chastotasining past qiymatlarida amalga oshirilishi mumkin fd ),
unda bu Sxemani to'rtburchaklar deb hisoblash mumkin. Furye konvertatsiyasi
natijasida sin (x)/x funksiyasi bilan aniqlangan UVH ning amplituda-chastota
xarakteristikasini olamiz.
Integratsiya rejimida ishlaydigan UVH ning amplituda-chastota
xarakteristikasi grafigi 8-rasmda ko'rsatilgan.
Sxema 8. Integratsiya rejimida ishlaydigan UVH ning amplituda-chastota javobi
Ordinata o'qida bu xarakteristika logarifmik shkalada beriladi va desibellarda
ifodalanadi. Yuqoridagi grafikdan ko'rinib turibdiki, bu amplituda-chastota
xarakteristikasi o'zgartirilgan signalga chastota buzilishlarini kiritadi va ularning

o'rnini qoplash uchun 8-rasmda ko'rsatilganiga teskari xarakteristikaga ega bo'lgan
raqamli filtrni analogga kiritish tavsiya etiladi. raqamli o'zgartirgich.
Xuddi shu xarakteristika namuna olish pulsining davomiyligiga cheklovlar
qo'yadi, chunki ma'lumki, gating puls qanchalik uzoq bo'lsa, chastota o'qi bo'ylab
8-rasmda ko'rsatilgan amplituda-chastota xarakteristikasining birinchi minimal
qiymati shunchalik yaqin bo'ladi va, shuning uchun ishlaydigan kirish signali
diapazonidagi chastota buzilishlari shunchalik katta bo'ladi.

Xulosa:
Ko'p sonli detektorlar elektr maydoni, magnit maydon va radio chastotasini
aniqlay oladigan qurilmalardir. Ushbu detektorlar elektr yoki elektron
qurilmalardagi nosozliklarni aniqlash, magnit maydon manbalarini topish va
radiatsiya darajasini tekshirish kabi turli maqsadlarda qo'llaniladi.
Raqamli fazali detektorlari odatda professional foydalanuvchilar, elektr
muhandislari, texniklar yoki uyda o'zlarining elektr nosozliklarini aniqlashga
harakat qiladigan odamlar tomonidan afzal ko'riladi. Ushbu detektorlar analog
detektorlarga qaraganda aniqroq o'lchovlarni amalga oshirishi mumkin va odatda
ko'proq xususiyat va funktsiyalarga ega.

Adabiyotlar.
1. Mikushin A.V., Sazhnev A.M., Sedinin V.I. Raqamli qurilmalar va
mikroprotsessorlar. Sankt-Peterburg, BHV-Peterburg, 2010 yil.
2. Ugryumov E. P. Raqamli sxemalar. Sankt-Peterburg, BHV-Peterburg, 2004
yil.
3. Shilo V. L. Ommabop raqamli mikrosxemalar. M, Radio va aloqa, 1987
yil.
4. Kuznetsov A.P., Batura M.P., Shilin L.Yu. // Fazalarni boshqarish bilan
impulsli tizimlarning tahlili va parametrik sintezi. Minsk, 1993 yil.
5. Zhodishskiy M.I., Sila-Novitskiy S.Yu., Praslov S.Yu. va boshqalar
Raqamli fazalarni sinxronlashtirish tizimlari / Ed. M.I. Jodzishskiy. M., 1986 yil.
6. Lindsay W.Ch., Jie Zamin // TIIER. 1981. T. 69, 4-son. 12–33-betlar.
7. Shaxgildyan V.V., Lyaxovkin A.A., Karyakin V.L. va boshqalar Namuna
olish elementlari bilan fazali sinxronizatsiya tizimlari / Ed. V.V. Shahgildyan. M.,
1989 yil.

Sotib olish